Małe Pętlowe Antenny Magnetyczne

 

6 - Sprzężenie z feederem - sposoby i obliczenia


  Impedancja MPAM w rezonansie, będąca głównie sumą jej rezystancji promieniowania i rezystancji strat jest bardzo mała a musi ona przy tym być zasilana kablem o impedancji typowo 50W (czasem 75W). Wymaga to oczywiście zastosowania jakiejś formy transformacji impedancji. Dodatkowo, aby w pełni wykorzystać pewną zdolność MPAM do tłumienia pola elektrycznego powinna ta transformacja dopasować niesymetryczny feeder do symetrycznej pętli, i separować jednocześnie antennę od feedera
Istnieje na to kilka sposobów:
  1. Sprzężenie indukcyjne wykorzystujące małą pętlę sprzęgającą
    Ten rodzaj sprzeżenia potraktowany jest dość obszernie poniżej jako że jest on najczęściej używany i jest zdecydowanie najlepszy.
  2. Szerokopasmowy transformator z toroidalnym rdzeniem ferrytowym
    Jest on rownież dość obszernie potraktowany aczkolwiek jest on znacznie rzadziej spotykany.
  3. Sprzężenie z użyciem transformatora Gamma.
    Ten typ dopasowania tak powszechnie używany w antennach, szczególnie na pasma ultrakrotkofalowe jest też czasem spotykany w antennach pętlowych.
    W tym zastosowaniu jego głównymi wadami są brak izolacji pomiędzy feederem a pętlą antenny i raczej kłopotliwa regulacja jeśli pokryć ma więcej niż jedno pasmo.
    Zaprojektowanie takiego transformatora nie jest proste w zastosowaniu do MPAM i w praktyce najcześciej jego parametry dobiera się experymentalnie, tym bardziej że w miarę poprawne dopasowanie na tej samej częstotliwości uzyskać można często dla różnych jego konfiguracji (długości i średnicy przewodu jak i jego odległości od pętli). Proces ten jest jednak bardzo pracochłonny i nie daje gwarancji sukcesu, bardzo często kończąc się kompromisowym ustawieniem z dobrym dopasowaniem na jednym paśmie i w miarę zadawalającym dopasowaniem na innych pasmach.
    Czasem można też spotkać jego wersję z kondensatorem zmiennym w szereg. Kondensator taki ma na celu doprowadzenie przewodu transformatora Gamma do rezonansu szeregowego a tym samym zneutralizowanie jego reaktancji indukcyjnej. W wielu przypadkach pomóc to może w dalszym obniżeniu VSWR. Wymagać jednak będzie osobnego strojenia w przypadku antenny wielopasmowej.
    Nie jest ten sposób dopasowania szerzej potraktowany jako że nie wykazuje żadnych zalet w stosunku to innych rozwiązań.
  4. Sprzężenie z użyciem transformatora Delta.
    Rodzaj dopasowania czasem używany w antennach na fale krótkie. W sumie jest on podobny do transformatora Gamma z tą dużą różnicą że jest całkowicie symetryczny i jako taki najczęściej używany z symetrycznymi feederami jak np płaski kabel TV czy linia drabinkowa. Jedynym przykładem jego zastosowania do dopasowania MPAM jaki znam jest 14/21MHz antenna opisana przez Lloyd Butler VK5BR. Do zasilania tej antenny użyty jest właśnie płaski kabel TV.
    Nie oferuje wprawdzie to rozwiązanie separacji pomiędzy pętlą antenny i feederem, ale dzięki dobremu zbalansowaniu może mieć nieco lepsze tłumienie dla pól elektrycznych.
  5. Sprzężenie z użyciem dodatkowego kondensatora zmiennego.
    Jest to rozwiązanie czasem stosowane do dopasowania filtrów elektrycznych do specyficznej impedancji obciążenia. W przypadku MPAM oplot feedera dołączony jest do środkowego punktu (rotora) podwójnego kondensatora zmiennego strojącego pętlę a przewód środkowy dołączony jest do jednego ze statorów za pośrednictwem dodatkowego kondensatora zmienngo.
    Przykład takiego dopasowania był jakiś czas temu opisany przez OK1FOU na jego web site . Opis ten już nie istnieje choc jego archivalną wersję znaleść można w ogromnym archiwum internetowym przez skopiowanie addressu (URL) i nastepnie wpisaniu go w okienko "Take Me Back".
    Sposób jest nieco oryginalny ale raczej nie praktyczny. Wymaga on dodatkowego nadawczego kondensatora zmiennego i oczywiście jego strojenia. Nie zapewnia też on zupełnie żadnej separacji pomiędzy glówną pętlą antenny i feederem.

A. Sprzężenie indukcyjne wykorzystujące małą pętlę sprzęgającą

Jest to najczęściej stosowany sposób a zaletą jego jest przede wszystkim możliwość pokrycia bardzo dużego zakresu częstotliwości (nawet ponad 2 : 1) bez znacznego pogorszenia VSWR (oczywiście w rezonansie) przy stałej średnicy pętli sprzęgającej, łatwość regulacji i separacja głównej pętli od feedera.
Feeder jest w tej metodzie podłączony do małej pętli umieszczonej wewnątrz głównej pętli antenny i sprzężonej indukcyjnie z główną pętlą. Obie pętle są w jednej płaszczyźnie. Dopasowanie do impedancji feedera uzyskane jest przez znalezienie takiej wartości wzajemnej reaktancji indukcyjnej obu pętli dla której spełniony jest warunek:
(Wzór 6-1)
   gdzie:
RA - impedancja feedera w [W]
(dla uproszczenia założona jako rezystancja co jest wystarczająco dokładne w praktyce)
XM - reaktancja wzajemnej indukcyjności obu pętli w [W]
RP - rezystancja promieniowania w [W] (ze wzoru 5-1)
RS - suma rezystancji wszystkich strat w [W]
(suma RP i RS jest impedancją w rezonansie - wzor 4-4)
X - reaktancja antenny w [W] (w rezonansie X = 0)

Po jego przekształceniu i uwzględnieniu że w rezonansie X = 0 uzyskać można prosty wzór na wymaganą reaktancję wzajemnej indukcyjności obu pętli:
(Wzór 6-2)
Obliczyć można następnie wymaganą wzajemną indukcyjność pętli na częstotliwości pracy:
(Wzór 6-3)
   gdzie:
M - wzajemna indukcyjność obu pętli w [mH]
f - częstotliwość w [MHz]

Wzajemną indukcyjność magnetycznie sprzężonych pętli obliczyć można ze wzoru:
(Wzór 6-4)
   gdzie:
mo - absolutna przenikalność magnetyczna materiału wewnątrz pętli (powietrza) w [Henry/m] ( Część 9 )
rc - promień pętli sprzęgającej w [m]
r - promień głównej pętli w [m]
n - ilość zwojów głównej pętli (n=1 dla MPAM)
nc - ilość zwojów pętli sprzęgającej (nc=1 dla MPAM)
l - odległość między płaszczyznami pętli w [m] (l=0 dla MPAM)
(w przypadku MPAM ostatnie trzy zmienne mogą być wyeliminowane)

Jak ze wzoru widać indukcyjność wzajemna pętli zależna jest od ich średnic i wzajemnego położenia. Dla stałej średnicy głównej pętli można więc dobrać wielkość pętli sprzęgającej tak aby uzyskać wymaganą wzajemną indukcyjność obu pętli.
Po założeniu że antenna zawsze będzie pracować w powietrzu, wyeliminowaniu niepotrzebnych zmiennych, dodaniu współczynnika 106 (aby umożliwić użycie mH jako jednostek indukcyjności) i odpowiednim przeksztalceniu wzoru 6-4 otrzymamy dość prosty wzór na obliczenie wielkości pętli sprzęgającej:
(Wzór 6-5)
   gdzie:
rc - promień pętli sprzęgającej w [m]
M - wzajemna indukcyjność obu pętli w [mH]
r - promień głównej pętli w [m]

Ŀącząc wzory 6-2, 6-3 i 6-5 otrzymamy pojedynczy wzór pozwalający na obliczenie promienia pętli sprzęgającej bazując na znanych już parametrach głównej pętli antennowej:
(Wzór 6-6)
Kalkulator
Wszystkie zmienne są takie same jak w kilku poprzednich wzorach.
Obliczenia te zakładają że znana jest suma rezystancji wszystkich strat. Przy projektowaniu MPAM obliczyć jedynie można rezystancję głównej pętli dla częstotliwości pracy, rezystancje pozostałych strat nie są niestety znane.
W praktyce założyć można pewną w miarę realistyczną wartość rezystancji pozostałych strat (głównie zależną od użytego kondensatora zmiennego i sposobu jego podłączenia) i po zmontowaniu MPAM experymentalnie dobrać właściwą średnicę pętli sprzęgającej dla optymalnego dopasowania. Bardzo typowo zakłada się średnicę pętli sprzęgającej równą ok. 20% średnicy głównej pętli dla feedera o impedancji 50W.

Sprzężenie indukcyjne, jak zresztą każde inne sprzężenie charakteryzowane jest także współczynnikiem sprzężenia k, który obliczyć można ze wzoru (choć nie jest on nam tutaj potrzebny):
(Wzór 6-7)
   gdzie:
M - wzajemna indukcyjność obu pętli
L - indukcyjność głównej pętli
Lc - indukcyjność pętli sprzęgającej
(wszystkie w tych samych jednostkach)

Teoretycznie największą możliwą wartością współczynnika sprzężenia k jest 1. Ale wartości bardzo bliskie 1 możliwe są do osiągnięcia tylko w transformatorach z bardzo ścisłym sprzężeniem pomiędzy uzwojeniami i przy użyciu rdzeni o dużej przenikalności magnetycznej. I tylko w takich przypadkach zastosowanie ma obliczanie dopasowania impedancji bazowane na przekładni zwojowej.
Praktyczną granicą w przypadku nawet bardzo ściśle sprzężonych cewek powietrznych jest ok. k = 0.6. W przypadku MPAM bardziej typowe wartości k są rzędu 0.05 i poniżej.
Współczynnik sprzężenia nie ma absolutnie nic wspólnego z ilością energii przekazaną pomiędzy sprzężonymi obwodami. Jest to jedynie dość wygodna forma scharakteryzowania wielkości sprzężenia i stanowiąca bazę do projektowania innych parametrów.

Pętla sprzęgająca może przybrać różne formy i są one schematycznie przedstawione na ilustracji:
(Schemat 6-1)
W najprostszej wersji jest to zwykła pętla podłączona bezpośrednio do feedera A.
Dość często pętla sprzęgająca jest ekranowana aby zmniejszyć pojemnościowe sprzężenie z główną pętlą antenny. Ma to na celu zmniejszenie zakłóceń (szumów) przy odbiorze i przedstawione jest jako pętla B. Zwrócic należy uwagę że ekran jest przecięty w jej górnej części aby nie zwierał pętli sprzęgającej. Przecięcie ekranu dokładnie w połowie jego długości ma na celu poprawę jego symetrii. Często jest taka pętla zrobiona z odcinka tego samego kabla koncentrycznego z którego zrobiony jest feeder.
To zmniejszenie poziomu zakłóceń jest często zupełnie niezauważalne a do tego ekranowanie pętli sprzęgającej jest z pewnością bardzo niewygodne kiedy zachodzi potrzeba dobrania jej wielkości dla poprawienia dopasowania.
Bardzo często (Internet) spotkać można rozwiązanie C. Jest to nieco udziwniona pętla sprzęgająca której oryginalny autor był przekonany że poprawi ona poziom ekranowania. W rzeczywistości (co jest dobrze widoczne na ilustracji) tyłko lewa połowa pętli jest ekranowana. Przesunięcie punktu gdzie ekran jest rozcięty i dołączony do środkowego przewodu (szczyt pętli) do końca pętli czyli do miejsca gdzie łączy się ona z feederem (z prawej strony) wydaje się mieć więcej sensu.

Przykład praktycznego wykonania ekranowanej pętli sprzęgającej zobaczyć można na zdjęciu . Ekran jest w tym przypadku zrobiony z cieńszej rurki miedzianej i dobrze widoczny jest punkt gdzie jest ona przecięta a następnie uszczelniona tulejką plastykową i żywicą epoksydową.

Dość istotnym problemem w przypadku MPAM przeznaczonej do pokrycia bardzo szerokiego zakresu czestotliwosci są bardzo duże zmiany jej impedancji i wynikające z tego trudności z dopasowaniem.
Największym jej źródłem jest bardzo gwałtownie zmieniająca się resystancja promieniowania w funkcji częstotliwości (albo długości fali) (wzor 5-1) .
Ciekawym (choć nie prostym) sposobem rozwiązania tego problemu jest takie zaprojektowanie MPAM aby suma rezystancji promieniowania i strat przetransformowana do pętli sprzęgającej nie zmieniała się w znaczący sposób w bardzo dużym zakresie częstotliwości.
Wyjaśnić można to używając zastępczego schematu MPAM z pętlą sprzęgającą.
(Schemat 6-2)
   gdzie:
LS - indukcyjność pętli sprzęgającej
LP - indukcyjność głównej pętli antenny
M - indukcyjność wzajemna obu petli

Zakładając że indukcyjność głównej pętli antenny LP jest w rezonansie ze zmiennym kondensatorem C a tym samym oba elementy są wyjęte ze schematu, zespolona impedancja widziana przez feeder przedstawiona może być jako suma impedancji urojonej i rzeczywistej pozostałych elementów:
(Wzór 6-8)
   gdzie:
ZIN - impedancja wejściowa widziana przez feeder w W
j - oznacza że jest to liczba urojona
w - częstotliwość w jednostkach kątowych (w=2pf)
LS - indukcyjność pętli sprzęgającej
M - wzajemna indukcyjność obu pętli
RP - rezystancja promieniowania w [W] (ze wzoru 5-1)
RS - suma rezystancji wszystkich strat w [W], głównie rezystancja pętli (ze wzoru 5-2)

Pierwsza część wzoru reprezentuje reakcyjną część impedancji wejsciowej antenny (urojoną), a druga (RIN) reprezentuje jej część rezystywna (rzeczywistą).
Ze wzorów 5-1 i 5-2 wiadomo jest że dwie główne składowe rezystywnej (rzeczywistej) części impedancji RIN zmieniają się w funkcji częstotliwości w zupełnie inny sposób i właśnie to jest wykorzystane do zmniejszenia zależności impedancji od częstotliwości
Rezystancja strat w pętli antenny jest proporcjonalna do pierwiastka kwadratowego częstotliwości a rezystancja promieniowania jest proporcjonalna do czwartej potęgi częstotliwości. Po wyeliminowaniu części urojonej można więc przedstawić rzeczywistą część impedancji w nieco inny sposób:
(Wzór 6-9)
   gdzie:
RIN - rezystywna (rzeczywista) część impedancji wejściowej widzianej przez feeder w W
SP - stała zależna od geometrycznych wymiarów głównej pętli antenny (powierzchni petli)
SS - stała zależna od fizycznych parametrów głównej pętli antenny (wymiarów, rezystywności materiału itp)

Jeśli indukcyjność pętli sprzęgającej utrzymana będzie na możliwie niskim poziomie wtedy urojona część impedancji będzie również mała i wypadkowa impedancja antenny będzie składała się głównie z części rzeczywistej (rezystywnej) RIN.
Po bliższym przyjrzeniu się zależności można też łatwo zauważyć że przez manipulowanie współczynnikami SP i SS możliwe jest takie ukształtowanie zmian sumy RP i RS (w mianowniku) w funkcji częstotliwości że będzie ona w przybliżeniu proporcjonalana do kwadratu częstotliwości a tym samym skompensuje znajdującą się w liczniku kwadratową funkcję częstotliwości.
Po założeniu że urojona (reakcyjna) część impedancji (pierwsza część we wzorze 6-8) jest odpowiednio mała przyjąć można że impedancja wejściowa ma charakter głównie rezystywny i możliwe jest wtedy znalezienie takiej wartości wzajemnej indukcyjności obu pętli M ktora przetransformuje sumę rezystancji RP i RS do wymaganej wartości impedancji wejściowej ZIN w znacznym stopniu niezależnie od częstotliwości.
Oczywiste jest że nie uda się całkowicie wyeliminować zależności od częstotliwości ale w praktyce możliwe jest utrzymanie stosunkowo niewielkich zmian RIN w zakresie częstotliwości pokrywającym wiele pasm amatorskich.
Przykładem tak zaprojektowanej konstrukcji jest antenna MLA-115 przestawiona w czesci 9.
W jej przypadku rezultatem takiego podejścia do projektowania MPAM jest nieco spłaszczony kształt, a bardzo mocne spłaszczenie pętli sprzęgającej ma na celu zmniejszenie jej indukcyjności własnej przy utrzymaniu wzajemnej indukcyjności obu pętli na wymaganym dla dopasowania poziomie.

B. Szerokopasmowy transformator z toroidalnym rdzeniem ferrytowym

W rozwiazaniu tym użyty jest toroidalny rdzeń ferrytowy dokładnie takiego samego typu jak stosowane w transformatorach szerokopasmowych. Rura głównej pętli antenny przechodzi przez środek rdzenia i stanowi pojedynczy zwój uzwojenia wtórnego, a uzwojenie pierwotne nawinięte jest w tradycyjny sposób na obwodzie rdzenia.
Zdjęcie przedstawia transformator szerokopasmowy experymentalnej jednopasmowej antenny o średnicy pętli 1m z rury o średnicy zewnętrznej 22m na pasmo 30m i mocy maxymalnej 500W.
(Schemat 6-3)
Takie rozwiązanie jest praktyczne tylko w przypadku antenny jednopasmowej jako że zmieniająca się w zależności od pasma impedancja MPAM wymaga różnych przekładni zwojowych. Zaletą jest separacja głównej pętli od feedera.
Jako że współczynnik sprzężenia pomiędzy uzwojeniami takiego transformatora jest dość bliski 1, więc liczbę zwojów uzwojenia pierwotnego obliczyć można ze stosunku impedancji używajac prostego wzoru:
(Wzór 6-10)
Kalkulator
   gdzie:
nc - ilość zwojów pętli sprzęgającej
n - ilość zwojów głównej pętli (n=1 dla MPAM)
RA - impedancja feedera w [W]
(dla uproszczenia założona jako rezystancja co jest wystarczająco dokładne w praktyce)
RP - rezystancja promieniowania w [W] (ze wzoru 5-1)
RS - suma rezystancji wszystkich strat w [W]
(suma RP i RS jest impedancją w rezonansie - wzor 4-4)

Jest to generalnie bardzo prosty sposób sprzężenia, zwrócić jednak należy uwagę na kilka rzeczy:
  1. Tak jak w przypadku pętli sprzęgającej dokładna wartość sumy rezystancji strat nie jest znana w trakcie projektowania antenny i wymagać to może założenia pewnej w miarę realistycznej wartości rezystancji strat (głównie kondensatora zmiennego) i następnie sprawdzenia, a może nawet drobnej korekcji ilości zwojów w przypadku kiedy nie udaje się uzyskać zadawalającego VSWR.
  2. Użyty rdzeń ferrytowy powinien być zrobiony z materiału odpowiedniego dla częstotliwości pracy.
    Najcześciej dwa bardzo popularne rodzaje ferrytu produkowane przez Amidon sa używane:
     - 63 (albo nowszy 67) o początkowej przenikalności magnetycznej m = 40
     - 61 o początkowej przenikalności magnetycznej m = 125
    Istnieje oczywiście ogromna ilość innych materiałów ferrytowych które równie dobrze mógą być użyte do budowy transformatora szerokopasmowego.
    Dodatkowo na częstotliwościach poniżej 10MHz (często nawet do 20MHz) użyć można ferrytowych rdzeni typowo produkowanych do tłumienia zaklócen i początkowej przenikalności magnetycznej rzędu m = 850.
  3. Przenikalność magnetyczna użytego ferrytu powinna być na tyle duża aby na najniższej częstotliwości pracy antenny indukcyjna reaktancja każdego z uzwojeń była przynajmniej 4 razy większa niż impedancja "widziana" przez to uzwojenie.
    Indukcyjną reaktancję uzwojenia obliczyć można używając wzoru 3-1.
    Rdzenie toroidalne są typowo oznaczane przez wartość AL, która może być użyta do bardzo prostego obliczenia ilości zwojów dla danej indukcyjności. Może ona też być użyta do sprawdzenia przydatności posiadanego rdzenia do projektu antenny przy użyciu poniższego wzoru:
    (Wzór 6-11)
    Kalkulator
       gdzie:
    RP - rezystancja promieniowania w [W] (ze wzoru 5-1)
    RS - suma rezystancji wszystkich strat w [W]
    (suma RP i RS jest impedancją w rezonansie - wzor 4-4)
    f - częstotliwość w [MHz]

    W praktyce jednak prawie każdy rdzeń toroidalny wystarcząjaco duży aby mógł być użyty to budowy MPAM wykonanej z rurki będzie miał wymaganą minimalną wartość AL tak długo jak zrobiony jest z materiału o przenikalności co najmniej m = 40, w przeciwnym wypadku dobrze jest sprawdzić (wzor 6-8), szczególnie na dolnych pasmach.
    Tak długo jak spełniony jest warunek minimalnej wartości AL (wzor 6-8) znajomość rzeczywistej indukcyjności nie jest już potrzebna ale może być ona obliczona ze wzoru:
    (Wzór 6-12)
    Kalkulator
       gdzie:
    L - indukcyjność w [mH]
    n - ilość zwojów

  4. Wewnętrzna średnica (z uzwojeniem) nie powinna być dużo większa niż średnica pętli jako że zwiększyć to może trochę indukcyjność rozproszenia transformatora a tym samym pogorszyć dopasowanie do antenny.
    Jeśli konieczne jest zwiększenie wielkości rdzenia (np. z uwagi na poziom mocy albo wymaganej indukcyjności) wtedy lepiej jest po prostu użyć dwóch rdzeni złożonych razem.
  5. Uważac należy aby nie przekroczyć maxymalnej dopuszczalnej mocy dla danego rdzenia. Przegrzanie rdzenia nadmierną mocą może doprowadzić do jego zniszczenia. W warunkach pracy amatorskiej jego maxymalna temperatura nie powinna przekroczyć 100o C. Chwilowe dość znaczne przeciążanie rdzenia może prowadzić do jego nasycania i w konsekwencji sporych zniekształceń sygnału. Może to również trwale uszkodzić rdzen ferrytowy (materiały proszkowe są odporne) co przejawi się jego nagłym wzrostem przenikalności i indukcyjności uzwojeń.
    Minimalną wymaganą wielkość powierzchni przekroju rdzenia ferrytowego obliczyć można z warunku maxymalnej indukcji magnetycznej w rdzeniu:
    (Wzór 6-13)
    Kalkulator
       gdzie:
    S - powierzchnia przekroju rdzenia w [cm2]
    P - moc wielkiej częstotliwości w [W]
    RA - impedancja feedera w [W]
    (dla uproszczenia założona jako rezystancja co jest wystarczająco dokładne w praktyce)
    Bmax - maxymalna dopuszczalna indukcja magnetyczna rdzenia w [Gauss]
    n - ilość zwojów uzwojenia pierwotnego (sprzęgającego)
    f - częstotliwość w [MHz]

    a następnie znaleść rdzeń który ten warunek spełnia (wg danych katalogowych albo na podstawie pomiaru).

    Użycie katalogowej wartości maxymalnej indukcji rdzenia oznaczanej jako Bm pozwoli na obliczenie minimalnej powierzchni przekroju rdzenia z warunku nasycenia. W praktyce jednak na częstotliwościach radiowych nagrzewanie rdzenia spowodowane stratami wystąpi przy znacznie niższych poziomach mocy. Z tego względu maxymalne wartości dopuszczalnej indukcji magnetycznej w rdzeniu ferrytowym muszą być ograniczone do: 
         Bmax = 120 Gauss dla 1.8MHz
     Bmax =  83 Gauss dla 3.5MHz
     Bmax =  57 Gauss dla 7MHz
     Bmax =  50 Gauss dla 10MHz
     Bmax =  42 Gauss dla 14MHz
     Bmax =  36 Gauss dla 21MHz
     Bmax =  30 Gauss dla 28MHz
Toroidalne rdzenie ferrytowe nie wszędzie są łatwo dostępne i dlatego próby użycia przypadkowych rdzeni ferrytowych (z demontażu) są dość powszechne. Problemem jest jednak znalezienie z jakiego materiału są one zrobione.

Istnieją dwa podstawowe rodzaje ferrytów: manganowo-cynkowe i niklowo-cynkowe.
Ferryty manganowo-cynkowe mają bardzo duże przenikalności magnetyczne i nie nadają się do pracy na wielkich częstotliwościach.
Rdzenie wielkiej częstotliwości robione są tylko z ferrytow niklowo-cynkowych.
Rozrożnić je jest w sumie dość łatwo jako że bardzo się rożnią rezystywnością. Wystarczy dokonać pomiaru rezystancji omomierzem aby je rozróżnić. Typowo pomiar ferrytu niklowo-cynkowego pokaże nieskończoną rezystancję w przeciwieństwie do pomiaru ferrytu manganowo-cynkowego którego rezystancja będzie w zakresie kilkudziesieciu do kilkuset kW.
Oczywiście nie wszystkie ferryty niklowo-cynkowe nadają się jednakowo dobrze do budowy transformatora szerokopasmowego ale zdecydowana większość z nich może być użyta. Maxymalna częstotliwość może być ograniczona do np. 10 - 20MHz w przypadku użycia ferrytu z początkową przenikalnością magnetyczną blisko górnej granicy dla ferrytow niklowo-cynkowych (rzędu 1000).
Takie właśnie ferryty są bardzo często używane do tłumienia zakłoceń i mają przenikalność około m = 850.

Również ferryty o bardzo małej przenikalności mają pewne ograniczenia. W miarę spadku wartości przenikalności magnetycznej spada również indukcyjność uzwojenia co może limitować dolną częstotliwość pracy transformatora w tym zastosowaniu. Rdzenie o bardzo małych wartościach prznikalności magnetycznej cechują się również zwiększoną indukcyjnością rozproszenia która działa tak jak dodatkowa cewka o takiej wlaśnie indukcyjności połączona w szereg z uzwojeniem pierwotnym transformatora i pogarsza dopasowanie.

W miarę dokładną wartość przenikalności magnetycznej posiadanego rdzenia toroidalnego znaleść można w dość prosty sposób i jedyne co jest potrzebne to przyrząd którym można zmierzyc indukcyjność i który dokonuje pomiaru na niewysokiej częstotliwości (typowo 1kHz).
Nawinąc należy równomiernie na całym obwodzie posiadanego toroidalnego rdzenia ferrytowego uzwojenie składające się z co najmniej 10 zwojów (im więcej tym dokładniejszy jest pomiar) i zmierzyc jego indukcyjność. Początkową przenikalność magnetyczną rdzenia można następnie obliczyć ze wzoru (autorstwa RV3YF):
(Wzór 6-14)
Kalkulator
   gdzie:
L - zmierzona indukcyjność uzwojenia w [mH]
D - zewnętrzna średnica rdzenia w [mm]
d - wewnętrzna średnica rdzenia w [mm]
n - ilość zwojów
h - wysokość rdzenia w [mm]

Prawie wszystkie rdzenie o przenikalności w granicach 20-200 powinny się nadać do budowy transformatora szerokopasmowego, niezależnie od tego czy są to rdzenie ferrytowe czy proszkowe. Zaletą rdzeni proszkowych jest to ze mogą pracowac przy wyższych poziomach indukcji magnetycznej niż rdzenie ferrytowe i, w przypadku znacznego przekroczenia dopuszczalnej mocy, w przeciwieństwie do rdzeni ferrytowych, nie istnieje ryzyko trwałej zmiany parametrów rdzenia. Ich wadą jest nieco większa indukcyjność rozproszenia.
Rdzenie proszkowe są z regóły lakierowane więc trudno jest zmierzyc ich rezystancję ale jest ona zawsze bardzo wysoka.

1. Wstęp
2. Charakterystyczne cechy MPAM. Wady i zalety
3. Indukcyjność i naskórkowość
4. Elektrycznie małe antenny - trochę teorii
5. Mała Pętlowa Antenna Magnetyczna - trochę teorii
6. Sprzężenie z feederem - sposoby i obliczenia
7. Praktyczna konstrukcja MPAM
8. Przykład zaprojektowania MPAM
9. Dodatkowe Informacje


Janusz Z. Ŀokaj VE3ABX
Ottawa, Canada
20 Październik 2004